Nelson Pass Zen - Head amp

Ciao a tutti,
visto l'esiguità della somma e la semplicità del circuito ho deciso di assemblarmi questo amplificatore:
http://gilmore2.chem.northwestern.edu/projects/showfile.php?file=pellerano_prj.htm

il kit è questo:
http://www.ebay.it/itm/110662352054?ssPageName=STRK:MEWNX:IT&_trksid=p3984.m1439.l2649

Per alcune info ho bisogno del vostro aiuto:
1. Il potenziometro del volume, possiedo già un 50K, dove andrebbe inserito?
Presumo un lato verso l'input, l'altro verso massa, ed il centrale come uscita del segnale

ingresso segnale
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| |---> al circuito R13 ( ancora da 100 k ? )
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_|_

2. Quell'alimentazione mi sembra spartana. Possiedo già un alimentatore stabilizzato +15,0,-15V , è compatibile con questa realizzazione ?
Altrimenti, in linea generale + 15v vanno bene ?

3. Vorrei ampliare la banda passante, secondo le modifiche citate nell'articolo:
If you
want to widen the passband, you may change some of the feedback
resistors. For example, if R7 is 10K Ohm, R14 is 53K Ohm and R9 68K Ohm,
the input impedance now drops down to about 11K Ohm, but the "-3dB"
upper frequency limit goes up to about 60-80KHz, at least according to
simulations. Anyway, with Grado headphones (I’ve tried with the latest
RS-1, SR-325 and SR-80) the passband limitation is not a flaw at all;
these phones are quite bright.


Cosa comporta la riduzione dell'impedenza d'ingresso?
Questa già non si modifica con l'inserimento del potenziomentro.

Colmate la mia ignoranza, grazie

supertrichi ha scritto:
Per alcune info ho bisogno del vostro aiuto:
1. Il potenziometro del volume, possiedo già un 50K, dove andrebbe inserito?
Presumo un lato verso l'input, l'altro verso massa, ed il centrale come uscita del segnale

Esatto, il cursore del potenziometro va verso l'ingresso dell'ampli.

2. Quell'alimentazione mi sembra spartana. Possiedo già un alimentatore stabilizzato +15,0,-15V , è compatibile con questa realizzazione ?
Altrimenti, in linea generale + 15v vanno bene ?

L'alimentazione è più che spartana, è il minimo che si può fare per un ampli per cuffia.

Lo stesso autore dell'articolo scrive che con alcune cuffie sensibili è udibile un leggero hum di fondo, dovuto al fatto che il PSRR dell'ampli non è molto elevato.

Abbassare la tensione di alimentazione a 15 V non dovrebbe pregiudicare il funzionamento del circuito, quindi un tentativo puoi farlo. Come vantaggio avrai che i finali scalderanno molto di meno. Se usi un'alimentazione stabilizzata è meglio, anche dal punto di vista sonoro. L'importante è che riesca ad erogare almeno 1 A. Se riesci a mantenere i collegamenti molto corti potresti eliminare R18 (soprattutto se usi solo 15 V) e far vedere così all'ampli un'impedenza inferiore sulla linea di alimentazione. Lascia comunque C6 che non fa male.

3. Vorrei ampliare la banda passante, secondo le modifiche citate nell'articolo:
Cosa comporta la riduzione dell'impedenza d'ingresso?
Questa già non si modifica con l'inserimento del potenziomentro.

Ti consiglio assolutamente la modifica per ampliare la banda passante, in quanto così come proposto il circuito ha dei limiti evidenti. L'impedenza di ingresso di circa 10 Kohm non crea alcun problema, anzi per certi versi è un vantaggio. L'impedenza di ingresso vista dalla sorgente sarà più o meno quella del potenziometro, quindi circa 50 Kohm.

Consigli:

- una volta fatta la modifica per ampliare la banda passante, C2 va aumentato ad almeno 8.2 uF, se non vuoi limitare la risposta in basso (quindi 2 da 4.7 uF in parallelo vanno benissimo);

- la R15 da 470 ohm è troppo bassa, e si ciuccia una parte consistente del segnale che invece potrebbe scorrere nella cuffia, soprattutto se questa è ad alta impedenza: portare tale resistenza a 1 Kohm;

- se usi una alimentazione stabilizzata e ben filtrata, eliminare R18;

- in parallelo a C4 e C5 aggiungere un ulteriore condensatore elettrolitico da 470 uF, e un altro da 1 uF in polipropilene, sempre in parallelo;

- regolerei la corrente di riposo a un valore non inferiore a 100 mA. Diciamo 130 mA, andare oltre non sarebbe vantaggioso in termini sonori e farebbe soltanto scaldare molto di più i finali.

Buon lavoro.

Grazie Alex,
sempre molto gentile oltre che competente.

Vi terrò informati.

Saluti

supertrichi ha scritto:Ciao a tutti,
visto l'esiguità della somma e la semplicità del circuito ho deciso di assemblarmi questo amplificatore:
http://gilmore2.chem.northwestern.edu/projects/showfile.php?file=pellerano_prj.htm

Questo link non funziona più, ne hai una copia da postare?

Almeno un altro paio dei progetti di Pass ben si prestano ad un rimpicciolimento cuffiofilo. Mi riferisco in particolare a F4 ed F5.

Ciao,

prova questo:
http://headwize.com/?page_id=105
http://www.diyaudio.com/forums/pass-labs/2451-zen-like-headphones-amp.html

e questo:
http://www.diyaudio.com/forums/headphone-systems/104585-zen-like-headphone-amp-trouble.html

Io mi sono fermato per mancanza di qualche componente ma riprenderò a breve.

bandAlex ha scritto:
- regolerei la corrente di riposo a un valore non inferiore a 100 mA. Diciamo 130 mA, andare oltre non sarebbe vantaggioso in termini sonori e farebbe soltanto scaldare molto di più i finali.

Houston, we have a problem

Ruotando il trimmer nella sua massima escursione non riesco a scendere sotto i 180 mA ( ca. 4V ai capi di R10 2,2Ohm )
Cosa faccio?
Modifico il valore del trimmer oppure cambio le resistenze R10 e R12 ?

Grazie del contributo.

P.S. Con le modifiche fatte la banda passante perde ca. 0,6dB a 20Khz, calcolati passando da una tensione di 11,4V a 1KHz e rilevando un valore di 10,6V a 20 KHz con una tensione di ingresso di 1V.
L'onda quadra a 10 KHz la giudico buona perchè è sufficientemente quadra sul fronte di salita. Nessun problema a 10 Hz.

supertrichi ha scritto:
Houston, we have a problem
Ruotando il trimmer nella sua massima escursione non riesco a scendere sotto i 180 mA ( ca. 4V ai capi di R10 2,2Ohm )
Cosa faccio?
Modifico il valore del trimmer oppure cambio le resistenze R10 e R12 ?

Scusate, non è vero. Ho rimisurato a caldo e la tensione ai capi di R10/R12 è di 290mV che corrisponde ad una corrente di Bias di ca. 130mA. Ottimo!

Quello che non mi torna è il funzionamento del trimmer R17 che contrariamente a quanto scritto da pellarano non mi sembra modifichi nulla. Boh?
Setting R17 (balance trimmer): You must use a signal generator and an AC voltmeter and/or an oscilloscope. To trim the I_d(Q1)/I_d(Q2)
ratio, apply a test signal at the input – for example 1KHz – and
measure the AC contribution across R10 and R12. Adjust R17 so that the
contribution across each resistor is equal. You can try to vary this
value while you’re listening to the amp, and see for yourself the best
setting.

In pratica ti dice di inviare in ingresso un segnale (ad es. di 1khz ) e di andare a misurare con un multimetro settato su VAC la tensione sulle resistenze R10 ed R12 (io userei un oscilloscopio se disponibile) - regola R17 per ottenere la stessa tensione ai capi di ogni resistenza.
Dovrebbe servire a far lavorare in maniera corretta gli IRF610 anche se non selezionati o compensare sbilanciamenti nei comp. passivi dovuti alle tolleranze.

Ciao,
riesumo questo vecchio thread perché ho intenzione di costruire qualcosa di simile, apportandovi alcune modifiche. Premetto che ho una formazione assolutamente da autodidatta sull'elettronica, e che la mia vocazione in ambito DIY profuma decisamente di limatura di MDF...
Ad ogni modo, complice LTSpice, sono approdato a questo:


E' una simulazione, quindi sicuramente non funzionerà. Il mosfet d'ingresso sarà lo ZVP3310 consigliato da Pass ("Penultimate Zen"). Il CCS è preso pari pari dall'Ibrido di Chiappetta (pubblicato su CHF) scalandone l'IGBT. L'intenzione era quella di abbassare la Zout (e renderla il più piatta possibile) rispetto al circuito di Pellerano, lo Zen Headphone Amp presentato su Headwize, e aumentarne la banda.
Alcune domande / osservazioni: in simulazione LTSpice mi da più banda con lo IRF510 che col 610. Strano o no?
Provando lo ZVP all'ingresso al posto dello IRFP, col modello della Zetex ho risultati strani...
Quando si chiude l'anello di feedback, includendo Cout (C4) tutto il passa alto diventa un secondo ordine mal smorzato, e bisogna giocare coi valori di C2 e C4 per aggiustare la situazione.
Infine volevo conforto sul dimensionamento generale: alla simulazione il clipping è a circa 8Vpk. Ho paura per cuffie sorde e di impedenza elevata... Soprattutto perché mi pare di capire che con alcune cuffie di questo genere il buon vecchio standard IEC è stato tenuto eccome in considerazione.
Comunque, lo si prenda come passatempo senza elevate pretese!

 
VR

Ciao,
riguardo il circuito non so aiutarti, io son messo peggio di te in quanto a nozioni di elettronica, ma una domanda te la voglio fare: a che serve un aleph current source in un ampli cuffie? ;)

Per il discorso del dimensionamento invece qualcosa in più posso dirti: considera che le con cuffie ad alta impedenza (HD650/DT880/K240) generalmente ottieni 90dB con meno di 1Vrms, lo stesso vale per cuffie a bassa impedenza e bassa sensibilità (K701). Con cuffie a bassa impedenza e buona sensibilità (SRH940/HD598/X2) ti basta un decimo di volt. Se decuplichi questi valori il livello aumenta di 20dB (stai pur certo che ti togli le cuffie dalla testa prima).
Restano fuori alcune ortodinamiche tanto in voga in questo momento che hanno bisogno di tanta potenza, ma per quelle ci sono gli ampli di Alessandro che sono già belli pronti e collaudati :)

Ciao
L.

Ciao,
che io ricordi, l'Aleph current source , al di là della maggiore efficienza, abbassava comunque la distorsione. Credo sia stato questo a spingere Pellerano ad adottarla. Nel mio schema invece ho preso pari pari il current source di un progetto di Chiappetta (l'"Ibrido" da CHF 119 e 120). A ben vedere l'altoparlante non è collegato al nodo U1-R10 ma a quello superiore, U2-R10, ed è quindi in qualche modo in contatto con la base di Q3. Spiegazione fantasiosa, ma di meglio non so fare. Speravo in lumi dal forum, prima di costruire - friggere - impazzire - acquistare un ampli bello che pronto.
Riguardo alle capacità di pilotaggio, spinto dalle tue info, ho fatto una ricerca trovando una pagina della ApexHiFi
Per portarla breve, a parte la AKG K1000, evidentemente desiderosa di cure personalizzate, per 110dBSPL la più assatanata è la HE6 con 4,7Vrms e 95mA rms. La DT880 con 600 Ohm sta dalle parti di 3,9Vrms/6,5mArms. Ammesso e non concesso che voglia provare, per cuffie dall'impedenza elevata, una Zout di 120Ohm (esperimento?), con la medesima DT880 saliamo a 4,7Vrms prima della resistenza Rout da 120Ohm. Insomma, mi pare di capire che devo dimensionare per 5Vrms e massimo 95mA sul carico, giusto?

Ciao!
Valerio

Ho dato un'occhiata allo schema, stasera ne parliamo insieme.

Di base, visto che state parlando del CCS, bisogna considerare che esso è composto da Q3 e U2, più le resistenze intorno, e poi c'è l'interazione di C1 che è l'unico elemento piuttosto inusuale (assieme al fatto di aver sostituito un più comune mosfet o bjt - U2 - con un più esotico igbt).

Ciao Alex,
bene, così ci capisco meglio. Magari si decide se metterlo su oppure no Ho anche l'alimentazione pronta...
Valerio

Innanzitutto parliamo di U3. A prima vista può sembrare che contribuisca all'amplificazione totale del circuito, ma la freccina all'interno del simbolo ci dice che è un mosfet a canale P, e quindi la configurazione è quella di source-follower: 99% di feedback e guadagno sostanzialmente vicino all'unità.

Questo è il classico schema utilizzato come buffer con un mosfet a canale P:


Naturalmente si rende necessario un ulteriore condensatore all'ingresso, C10.

Visto che U3 non amplifica, ci si può chiedere perchè stia lì. In realtà la presenza di U3 è dovuta a due motivi ben precisi: il primo è quello di isolare U1 (l'unico dispositivo che amplifica) dall'ingresso, e poi di far vedere al gate di U1 un'impedenza sufficientemente bassa. Vista l'alta trasconduttanza di U3 l'impedenza sul suo source è piuttosto bassa, e quindi l'impedenza vista da U1 (in AC) è praticamente quella di R6. Questo aiuta a mantenere una velocità e in definitiva una banda passante più ampia all'intero ampli.

Ma U3 ha anche il compito di fornire un punto privilegiato dove applicare l'NFB. Però con lo schema con classica polarizzazione, il circuito non andrebbe bene...

Ciao Alex,
le tue conclusioni sono esattamente i motivi per cui Pass ha introdotto il buffer d'ingresso:
"There is another, more clever way to accomplish this follower, as seen in Figure 2. Here we use a P channel Mosfet with the Drain connected to ground and the Source biased up by a current source, in this case just a resistor. There are several advantages to this approach:
First, the input can be direct coupled, as it operates at ground potential, eliminating the input capacitor and bias circuit.
Second, it is self-adjusting in the sense that the Source will operate at +Vgs where Vgs is the Gate to Source voltage for the Mosfet, or about 3.5 volts. The amount of current supplied by the resistor is not critical, and can be quite high if desired, as the Mosfet will only dissipate that current times the Vgs value. For the ZVP3310 we will be using, you could run it as high as 50 mA, which is a lot.
Third, the P channel non-linearity will tend to operate in opposition to the N channel distortion of the gain Mosfet, giving some distortion reduction due to cancellation. You can adjust this cancellation a bit by adjusting the bias current and loading of the P channel device.
Fourth, because the input system is at virtual ground, we can swing all the drive current we want without being concerned about the voltages across the input device, since it will be held very close to the constant Vgs of the P channel input. No Miller effect, hardly any gain or capacitance modulation, better performance."

Tutto l'inghippo sta nel "the input can be direct coupled, as it operates at ground potential, eliminating the input capacitor and bias circuit."
Non ho gli strumenti per rispondere...
In ogni caso, come idea come ti sembra, la ritieni perseguibile?
Ciao!
Valerio

L'idea sicuramente è valida, comunque dovrei vedere lo schema a cui si riferisce Pass per capire meglio.

Vorrei linkare all'articolo originale ma il forum mi blocca. Basta cercare su google "pass labs penultimate zen" e al primo posto compare il pdf dell'articolo originale di Pass

Forse è questo:
https://www.passdiy.com/project/amplifiers/zen-variations-4

Esatto. Ti consiglio di scaricare il pdf, almeno da me è più leggibile

Questo è il CCS, ovvero il generatore di corrente costante che fa da carico al mosfet U1. Il CCS mi sembra che sia la parte più ritoccata ed è anche quella secondo me più interessante.

Nello schema U2 di solito è un mosfet (oppure un BJT) ma in questo caso si è preferito un dispositivo che è una via di mezzo tra un mosfet e un bipolare, un IGBT. Tale componente ha un gate isolato come un mosfet, ma ha caratteristiche simili a un bipolare relativamente al comportamento in corrente, e infatti ha un collettore e un emettitore come tutti i normali bjt. Le caratteristiche di velocità in commutazione sono peggiori rispetto a quelle di un mosfet (che è più veloce) ma per l'uso in campo audio tali caratteristiche di switching non sono importanti, mentre sono fondamentali la linearità e le capacità parassite.

Nel circuito, R5 e R3 possono essere ignorate in quanto il loro unico scopo è quello di prevenire eventuali instabilità. R10 invece è la resistenza di sensing ai capi della quale si localizza una differenza di potenziale proporzionale alla corrente che scorre in U2 (e di conseguenza in U1). Il circuito funziona in questo modo:  se la corrente aumenta, aumenta la tensione ai capi di R10 e di conseguenza Q3 va in conduzione e tende a "spegnere" U2, che quindi fa circolare meno corrente. Il circuito si auto-stabilizza su un valore di corrente preciso, che dipende dal valore di R10 e dalle caratteristiche base-emettitore di Q3, caratteristiche che in genere sono uguali per tutti i bjt, per fortuna: Vbe = 0.65 V, e quindi la formula per calcolare la corrente che scorre in U2 è 0.65/R10.

Quindi abbiamo, nel caso in questione, 0.65/2.2 = 295 mA.

Un problema di questo CCS è che, nonostante il forte controllo di feedback imposto dall'interazione di U2 con Q3, la corrente tende a variare con la temperatura. E purtroppo tende ad aumentare con la temperatura, perchè un IGBT ha un coefficiente termico negativo (più che un vertical mosfet) e se non si provvede a contrastare tale insana tendenza il rischio di una deriva termica è piuttosto elevato. Per fortuna c'è Q3 con la sua Vbe, ma pure lui non è stabile con la temperatura (anche i bjt hanno un coefficiente termico negativo): l'unica cosa che lo rende più stabile è il fatto che scalda pochissimo, essendo attraversato da una corrente piccola. E quindi è chiaro che, visto che U2 e U1 con la corrente impostata scalderanno a bestia, Q3 dovrà essere quanto più possibile distante da entrambi.  

Una caratteristica interessante rispetto al CCS originale è la presenza del jfet J1. Tale jfet fa da carico attivo su Q3, e quindi pure lui è un generatore di corrente costante. La differenza sostanziale, rispetto a un normale carico resistivo, è quella di far aumentare a dismisura il gain di Q3, e quindi, almeno in teoria, di rendere più stabile il CCS. L'uso di J1 rende di fatto il collettore di Q3 un punto ad alta impedenza, e questo ci permette di usare l'altro "trucco" di questo CCS, ovvero l'utilizzo del condensatore C1 per modulare il CCS stesso con il segnale all'uscita (cioè ai capi del carico). Questo significa che, se la tensione ai capi del carico aumenta, tale tensione tramite C1 farà aumentare la Vge di U2, rendendolo più conduttivo e quindi più "propenso" ad erogare corrente sul carico.

In sostanza, si ha lo stesso risultato del circuito originale di Pass, e cioè un generatore dal comportamento duale, stabile in continua e modulato in AC dal segnale audio. Con una differenza sostanziale: nel circuito di Pass ciò che modula il CCS è la corrente che scorre nel carico, mentre in questa variante è la tensione. Anche se a prima vista tale differenza può sembrare insignificante, in realtà si tratta di una differenza profonda, e il risultato, sia alle misure che all'ascolto sarà ovviamente diverso.

Ne parliamo nei prossimi post...

Ciao Alex,
grazie della spiegazione, chiarissima. Il problema della stabilità in temperatura, non me l'ero posto. Nel circuito originale dell'Ibrido, al posto del jfet J1 c'è un diodo a corr. costante CR220, ma nella sostanza non cambia il discorso. Ho usato il jfet per simularne il comportamento (intensità di corrente a parte). Il fatto che sia la tensione a modulare il CCS piuttosto che la corrente mi fa ricredere sulla bontà di questo CCS. Gli altoparlanti dinamici (con magnete e bobina mobile, quindi non parlo degli elettrostatici) si muovono in virtù della corrente che scorre nella bobina. Il meccanismo del moto si basa sulla formula F=B*L*i, dove i è la corrente che vi scorre, e il BL il fattore di forza, apparentemente una costante moltiplicativa della corrente, dato a sula volta dal prodotto dell'intensità di campo e della lunghezza del filo di bobina immerso in esso. Il termine "F", la forza applicata, è in realtà la risultante di svariati fattori:
l'inerzia del complesso mobile
la forza di richiamo delle sospensioni
l'attrito di queste ultime (smorzamento meccanico)
la dissipazione di energia nella bobina (smorzamento elettrico)
Dalla somma vettoriale (avendo il sistema un grado di libertà, cioè essendo l'equipaggio mobile vincolato a muoversi solo in senso assiale, avanti e indietro, la somma è dunque algebrica) dei contributi viene fuori l'equazione differenziale del moto dell'altoparlante, che può esere risolta in due modi: per via matematica, 'a la Cauchy, insomma, o con gli strumenti dell'Elettrotecnica (fasori), una volta applicate le analogie elettroacustiche che fanno diventare masse, molle e smorzatori induttanze, capacità, resistenze. Storicamente si è sempre appolicato il secondo approccio, commettendo a parere di chi scrive un errore di fondo: non si è mai abbastanza ripetuto che nell'applicazione delle analogie elettromeccanoacustiche si fa l'ipotesi che il sistema sia lineare. Su questo si fonda la teoria di Thiele e Small. Loro ce l'hanno detto e ridetto che il tutto vale se il sistema è lineare (modello "per piccoli segnali"). Oggi sappiamo che in realà esistono anche non linearità per piccoli segnali. Misurate la THD di un altoparlante a 90 e 100dB e rifatelo a 80, 70... dB. Divertente... Alcune cose non vanno via, altre addirittura compaiono...
Semplificando molto, tutte le forze non lineari, insieme al B*L, anch'esso non lineare, vanno a "sporcare" entrambi i membri dell'equazione F=BLi. Se pilotiamo in tensione (e controreazioniamo in tensione), come nel 99,9% dei casi, la i che scorre nella bobina non è più la forzante, ma sarà, forzando il concetto (il sistema non è lineare, quindi quanto sto per fare non è lecito) data da i=V/Z, dove Z è un termine non lineare. Quindi se la forzante è V, abbiamo F=BLV/Z. I termini F, BL, Z sono nonlineari. Se ancora non è evidente matematicamente, sperimentalmente si dimostra (ed è stato fatto, vedi Aloia su Suono, FDS, CHF, Montanucci su AR) che se la forzate è la corrente (ampli in corrente), la THD in gamma bassa e media (ma non al di sotto della Fs) diminuisce.
Tornando al nostro CCS, e trasponendo in piccolo il discorso alle cuffie (fatto salvo un fattore di scala di cui non ho esperienza...) il fatto che la controreazione sia in tensione dovrebbe poter abbassare la THD meno che nel CCS originale di Pass (Aleph current source, brevetto di Pass).
Che ne pensate?

Scusate il post fiume, il tempo è tiranno.
Valerio

rusval ha scritto:Ciao Alex, grazie della spiegazione, chiarissima. Il problema della stabilità in temperatura, non me l'ero posto. Nel circuito originale dell'Ibrido, al posto del jfet J1 c'è un diodo a corr. costante CR220, ma nella sostanza non cambia il discorso.

In effetti non cambia la sostanza tra l'uso di un jfet come CCS o un CR220, anche se all'atto pratico il jfet comporta una selezione del componente visto che la Idss varia molto da esemplare a esemplare, mentre con il CR220 ciò non è necessario.

Il fatto che sia la tensione a modulare il CCS piuttosto che la corrente mi fa ricredere sulla bontà di questo CCS.

E' certamente un punto a sfavore di questa versione. E' pur vero che le cuffie rappresentano un carico molto meno complesso di un diffusore, e le correnti in gioco sono almeno di un ordine di grandezza inferiori. E quindi anche la variante potrebbe andar bene.

Piuttosto, mi domanderei se l'utilizzo di un IGBT al posto di un semplice mosfet è giustificato oppure no. Gli IGBT vengono impiegati in quei casi dove la corrente da controllare è molto alta, nell'ordine delle decine di ampere e oltre. La trasconduttanza di un vertical mosfet è già abbastanza alta da non far rimpiangere altri dispositivi, secondo me. Oltretutto, le capacità parassite di un mosfet di media potenza sono senz'altro inferiori a quelle di un IGBT, si ha una scelta molto più vasta di modelli (anche di produttori diversi) e il costo è notevolmente inferiore.

Per quanto riguarda l'alimentazione, come ho già scritto la corrente di riposo è fin troppo alta, e quindi conviene aumentare il valore di R10 a 4.7 ohm, in modo da portare il bias a circa 150 mA. Il vantaggio principale è che questo ci permette di aumentare la tensione di alimentazione, visto che 20 Volt sono un po' pochi (la tua simulazione fornisce un dato corretto di 8 Vp massimi in uscita), mantenendo quasi la stessa dissipazione su U1 e U2. Con 40 Volt di alimentazione e 150 mA di bias, la potenza dissipata da U1 e U2 complessivamente è di circa 6 W, e questo consente di mantenere un dissipatore di dimensioni ragionevoli, mentre si porta lo swing massimo in uscita a circa 18 Vp, che dovrebbe essere sufficiente per qualunque tipo di cuffia in commercio.